О ПОМЕХАХ ТЕЛЕВИДЕНИЮ

Причины TVI

   Анализируя схемы современных телевизоров (особенно полупроводниковых), приходишь к выводу, что вопросам их помехозащищенности не уделяется, к сожалению, достаточно внимания. Поскольку промышленность, по существу, не выпускает никаких селектирующих фильтров-приставок, а изготовить и подключить их к телевизору, подверженному помехам, может не каждый владелец, то борьба с помехами обычно ведется только на передающей стороне. Заметим, что некоторые виды помех можно устранить, в принципе, только на приемной стороне.

    Возможных путей воздействия электромагнитного излучения на телевизор много. Помимо антенны излучает трансивер, усилитель мощности, соединительные коаксиальные и сигнальные кабели, часть энергии передается по сети питания, причем, нередко на значительные расстояния. Но основная часть электромагнитной энергии излучается антенной. Частотный спектр передатчика (при отсутствии самовозбуждения) состоит из основного сигнала и побочных излучений, которые, в свою очередь, делятся на гармонические и комбинационные составляющие.
    Статистика показывает, что основных причин TVI три: перегрузка телевизора по входу основным сигналом передатчика, попадание его побочных излучений в полосы телевизионных каналов и воздействие плохо экранированного излучения передатчика на близкорасположенные телевизоры. Перегрузку по входу, в принципе, можно устранять лишь на приемной стороне (путем установки эффективных антенн, фильтров высших частот и т. д.). Что касается двух других причин, то здесь широкое поле для совершенствования любительской радиостанции.

Экранировка

    Экранировка — это локализация электромагнитной энергии в пределах определенного пространства. Под экранировкой мы подразумеваем здесь не только применение специальных механических конструкций -- корпусов, отсеков, перегородок и т. п., но и использование различных фильтрующих цепей.
    Переменное ВЧ магнитное поле экранируют обычно с помощью экранов из немагнитных материалов. Из-за поверхностного ("скин") эффекта плотность вихревых токов и напряженность ВЧ магнитного поля по мере углубления в металл падает по экспоненциальному закону. Эквивалентная глубина проникновения поля в некоторые металлы, из которых наиболее часто изготавливают экраны, указана в табл. 1.

    Как видно из нее, на частотах любительского диапазона 1,8 МГц эффективно действуют экраны толщиной 0,2...0,5 мм, а на частотах более 10 МГц оказывается достаточным применения фольгированного стеклотекстолита или гетинакса.
    Известно, что отверстия и щели в корпусе, превышающие 0,1% длины волны, существенно ухудшают экранировку. Вот почему следует обращать особое внимание на надежность непаяных соединений отдельных элементов экрана. При соединении внахлест контакт между ними со временем ухудшается (из-за окислов на поверхности, коррозии), увеличивается его сопротивление. Экранирование при этом не превышает 40...50 дБ. Для большей надежности части экрана соединяют болтами, что в зависимости от числа болтов и степени прижима дает экранирование до 60... 80 дБ. Наилучшие результаты (не менее 100 дБ) дает сварка в инертном газе. Экранировка зачастую ухудшается из-за появления уравнительных токов, вызванных замыканием корпусов отдельных блоков или экранирующих оболочек (рис. 1).

    Особенно это заметно на частотах ниже 10 МГц, поскольку толщина оплетки обычно применяемых коаксиальных кабелей тоньше "скин"-слоя. Чтобы устранить этот эффект, отдельные блоки необходимо заземлять проводниками, длина которых, по крайней мере, в 1,2...1,5 раза больше соединительных коаксиальных кабелей. 0тметим, что заземление радиопередающего устройства делают из соображений электробезопасности.
    Частой ошибкой является соединение экрана кабеля с корпусом только в одной точке (рис. 2).

     При этом экранируется электрическое поле, а магнитное излучается в пространство практически беспрепятственно. Пример полной экранировки приведен на рис. 3.
     Сеть питания является для ВЧ напряжений несогласованной длинной линией, в которой происходят отражения и возникают стоячие волны. В зависимости от случайных соотношений между длиной волны передатчика, длиной сети и ее ответвлений, активными и реактивными сопротивлениями подключенных к ней потребителей полное сопротивление сети на вводе в передатчик может быть самым различным: активным, емкостным или индуктивным. Следует учесть, что включаемые обычно одиночные блокировочные конденсаторы (рис. 4,а) могут как уменьшать, так и увеличивать долю ВЧ энергии, попадаемую в сеть. Добавление дросселя L1 (рис. 4,б) оставляет ту же неопределенность. И только добавление конденсатора С2 (рис. 4,в), при правильном его выборе, дает гарантию того, что ячейка L1C1 работает нормально. Для нормальной работы и второго делителя L1C2 необходимо добавить цепочку L2C3 (рис. 4,г).

    Для двухпроводной линии число фильтрующих цепочек увеличивается в два раза (рис. 5). Точки а, а' и б, б' при этом находятся под одним ВЧ потенциалом, и поэтому экранировать их друг от друга не нужно.

    Дроссель удобно выполнить на кольцевом (диаметром 40...50 мм) магнитопроводе из феррита проницаемостью 1000...3000. Обмотка должна содержать 5—10 витков. Намотку следует вести в два провода. Блокировочные конденсаторы выбирают емкостью в пределах 0,1...0,22 мкф. При меньших значениях емкости ухудшается коэффициент фильтрации, при больших увеличивается реактивная мощность, потребляемая от сети.
    Аналогично необходимо развязывать все выходящие из передатчика проводники и сигнальные кабели. LC-цепочки в этом случае выбирают из следующих соображений. Конструкции с большими значениями индуктивности проще при малых токах, с большими значениями емкости -- при малых напряжениях.
    Желательно применять дроссели, выполненные на кольцевых магнитопроводах, поскольку стандартные дроссели марок Д, ДМ, ДПМ и т. п. обладают большими полями рассеяния и нуждаются в индивидуальной экранировке. На KB и УКВ удовлетворительно работают слюдяные, керамические, специальные безындуктивные бумажные и пленочные конденсаторы.

Фильтрация выходного спектра

    Прежде всего следует отметить, что комбинационные составляющие полностью устраняются при правильном выборе частот преобразования в возбудителе . Поэтому остановимся только на способах уменьшения гармонических составляющих сигнала (или просто гармоник).
    Известны три основных пути подавления гармоник. Во-первых, следует использовать специальные схемные решения при построении выходного усилителя: во-вторых, нужно применять более эффективные колебательные системы (КС); в-третьих, желательно включать специальный "телевизионный" фильтр.
    Первый путь подразумевает использование двухтактных каскадов, в выходном спектре которых теоретически отсутствуют четные гармоники. Если при этом учесть, что для усиления SSB сигнала выбирают режим с углом отсечки Ё, равным 90°, при котором в спектре, теоретически, отсутствует также и третья гармоника, то этот путь выглядит весьма заманчивым. Однако в практических конструкциях всегда есть некоторая асимметрия, и двухтактный каскад, являясь более сложным в схемном и особенно в конструктивном отношении, не способен без дополнительных фильтров удовлетворить нормам на побочные излучения.
    Второй путь является более универсальным. Согласно рекомендациям МККР и требованиям ГОСТ средняя мощность любого побочного излучения, поступающего в фидер, должна быть на 40 дБ ниже средней мощности основного сигнала, но не более 50 мВт. Исходя из этого основные требования к КС выглядят так. Колебательная система должна трансформировать сопротивление нагрузки Rн в эквивалентное сопротивление РЭ, необходимое для нормальной работы каскада, обеспечивать необходимую фильтрацию гармоник (не менее чем на 40 дБ) и требуемую полосу пропускания, иметь высокий КПД. Число регулируемых и коммутируемых элементов в ней должно быть минимальным. Анализ показывает, что наилучшей фильтрацией при использовании только трех элементов обладает П-контур (рис. 6).

    Как его правильно рассчитать, изготовить и настроить? Расчет несложен. Исходными данными являются сопротивление нагрузки Rн, требуемое эквивалентное Rэ, определяемое из справочных данных или расчетным путем, и необходимый коэффициент фильтрации Кф.

    Расчет П-контура следует вести в следующем порядке.

1. Определяют минимально допустимую добротность Qн min нагруженной КС по формуле

    Qн min = Кф/n⁶,
где n - номер наиболее интенсивной гармоники. Рекомендуемое значение Qн — 10... 15.
2. Вычисляют среднегеометрическое значение сопротивлений Rэ и Rн:

    Rср = RэRн
3. Находят реактивное сопротивление X1 конденсатора С1:

    X1 = - (Rэ+Rсp)/Qн
4. Определяют реактивное сопротивление Х2 конденсатора С2:

    Х2 = - (Rн+Rcp)/Qн
5. Вычисляют реактивное сопротивление у индуктивности L1:

    r = - (X1+X2).
6. Определяют значения элементов КС для средней частоты fо, каждого диапазона:

    С1 = - 1 / 2pfоХ1;

    С2 = - 1 / 2pfоX2;

    L1 = - r/2pfо.

7. Проверяют полосу пропускания КС:
    2Df = fo/Qн.

8. Определяют ориентировочное значение КПД КС:
    h = 1- Qн/Qхх,

где Qхх — добротность ненагруженного контура, обычно равная 200... 300.

    Для примера рассчитаем П-контур, подключаемый к выходному каскаду SSB передатчика, в котором используются две лампы ГУ-50, включенные параллельно. На их анод подается напряжение Ua=1000 В. Эквивалентное сопротивление равно 1,9 кОм, сопротивление нагрузки - 50 Ом. Коэффициент фильтрации Кф П-контура должен быть равен 40 дБ.
    Известно , что в однотактных усилителях, работающих с углом отсечки 90°, амплитуда тока второй гармоники I_a2 выходного сигнала равна:
    I_a2cp=(0,42...0,5)I_{a1 max} /П.
где I_{a1 max} - максимальная амплитуда первой гармоники;
П - пик-фактор сигнала, обычно близкий к трем.
    Также известно, что I_a2>>I_a3>>I_a4>>...>>I_an.
    Таким образом, первичное ослабление второй гармоники, как самой интенсивной, составит: I_a2ср = (0,14...0,17) I_a1ср или 7,5... 8,5 дБ по мощности. Следовательно, КС должна ослабить гармонику на 32,5...33,5 дБ (приблизительно в 1800 раз).

Находим Qн min:

Qн min = 1800/26 = 5,3.

Выбираем Qн равным 12.5. Определяем Rср:

Rcp = (1900*50)^0.5 = 308 Ом.

Вычисляем реактивные сопротивления X1, Х2 и r:

X1 = - (1900+308) / 12.5 = -177 Oм,

Х2 = - (50+308) / 12,5 = - 28,6 Oм.

r = 177+28,6 = 205,6 Ом.

    Теперь находим номиналы элементов П-контура и полосу пропускания КС на каждом из любительских KB диапазонов. Результаты вычислений приведены в табл. 2.

Предположим, Qхх равно 250. При этом КПД колебательной системы составит:

h = 1 – 12,5/250=0,95.

В коротковолновых конструкциях в основном применяют катушки двух конструкции: в виде цилиндрической однослойной спирали (рис. 7,а) и тороидальные (рис. 7,6).

Тороидальные катушки имеют наибольшую индуктивность при минимальных габаритах, но зато они сложнее в изготовлении.

Индуктивность L цилиндрической катушки (в микрогенри) можно определить по формуле

L = 0,001 Dw²/( s/D+0,44),
где s - длина намотки, мм;
D - диаметр катушки, мм;
w - число витков.
    При изготовлении катушки значения s и D определяются имеющимся каркасом или их выбирают произвольно в случае, если катушка бескаркасная. Наиболее рациональная конструкция получается, если s равна (1,5...2,5) D. Из вышеприведенной формулы находят необходимое число витков:

w = 10(10L(s/D+0,44)/D)^0.5 Затем проверяют, уместится ли полученное число витков на заданной длине намотки s:

w(d+b) < s,

где d1 - диаметр провода, мм; b - межвитковое расстояние, мм. Обычно b равно 1...5 мм.

Если указанное условие не выполняется, необходимо изменить одну из величин s или D и повторить расчет. Рекомендуется D брать равным 20...50 мм, a d - 0,5... 5 мм.

Индуктивность (в микрогенри) тороидальной катушки (в случае равномерного распределения обмотки по всему тору) определяют по формуле

L = 0,0004wh(Dн-Dвн)/(Dн-Dвн),
где h, Dн, Dвн - высота, наружный и внутренний диаметры тора, мм.

Дальнейший расчет аналогичен случаю с цилиндрической катушкой.

Наиболее рациональная конструкция получается при Dн ~ 2Dвн. Сердечник у тороидальных катушек обычно изготавливают из фторопласта.

    Но недостаточно правильно рассчитать катушку, необходимо еще учесть индуктивность проводников, соединяющих контурную катушку с конденсаторами С1 и С2 (см. табл. 3).

Индуктивность соединительных проводников при различной их длине , мкГн

    Индуктивность зависит от длины нелинейно, однако использование прямой пропорциональности между табличными значениями дает ошибку не более 10... 15% при длинах, отличающихся в 2...3 раза. При небольших расстояниях между проводниками и корпусом следует учитывать их взаимное влияние в соответствии с табл. 4.

Индуктивность на 100 мм длины соединительного проводника при
различном расстоянии между ним и корпусом, мкГн

Имеет значение также и паразитная емкость, монтажа и выходного элемента, для уменьшения которой детали анодной цепи располагают по возможности дальше от деталей экрана.

Приведенная методика расчета применялась при изготовлении КС передатчиков на радиостанции UK9AAN и показала хорошее соответствие с практическими результатами, позволившее исключить трудоемкий процесс подбора индуктивностей катушек.

Предварительную настройку КС удобно проводить по методике, предложенной Л. Евтеевой в статье "Холодная" настройка П-контура передатчика" ("Радио", 1981, № 2, с. 20), с небольшими дополнениями.

Сопротивление R1, равное Rэ можно составлять из нескольких резисторов типа МЛТ сопротивлением не более 1 кОм (резисторы с большими сопротивлениями обычно имеют спиральную канавку на то ко проводящем слое, увеличивающую паразитную индуктивность). Генератор нужно включать по схеме рис. 8.

    В противном случае выходное сопротивление генератора Rг складывается с R2, и контур будет настроен на сопротивление Rн, отличное от сопротивления фидера Rф.
    Отметим, что при попадании гармоники непосредственно в полосу телевизионного канала ее ослабление на 40...50 дБ может оказаться недостаточным, однако дальнейшее увеличение Qн сопряжено с определенными трудностями. Хотя фильтрация при этом улучшается, полоса пропускания сужается, КПД падает (кривая 1 на рис. 9).

    Одним из выходов из этой ситуации является применение более сложной КС, например двойного П-контура (рис. 10),

    позволяющего получить высокие коэффициенты фильтрации при хорошем КПД (см. рис. 9, кривая 2). Однако наличие пяти органов управления настолько усложняют настройку и коммутацию КС с диапазона на диапазон, что обычно идут по другому пути — используется КС со средним коэффициентом фильтрации (например П-контур) и дополнительный фильтр, ослабляющий гармоники только на частотах телевизионных каналов и являющийся общим для всех диапазонов.

    "Телевизионные" фильтры выполняются в виде отдельной, тщательно экранированной конструкции, соединяющейся с выходом передатчика коаксиальным кабелем. Наилучшими характеристиками обладает фильтр, действующий по принципу разделения частотного спектра: составляющие с частотами ниже 40 МГц поступают в фидер, с частотами выше 40 МГц поступают на активное сопротивление R1, равное Rф, где выделяются в виде тепла.

    Электрическая схема и расположение экранирующих перегородок такого фильтра приведены на рис. 11.

    Последовательный контур C4L5 дополнительно подавляет наиболее опасные гармоники. Номиналы С4 (в пикофарадах) и L5 (в микрогенри) рассчитывают соответственно по формулам

    C4 = 1512/fср

    L5 = 16,8/fcp.
где fсp — средняя частота телевизионного канала, МГц.

    Сопротивление R1 составляют из шести резисторов МЛТ-2 сопротивлением 300 Ом, включенных параллельно. Перегородки и общий экран изготавливают из листовой меди или латуни толщиной 0,5...2 мм, стыки тщательно пропаивают по всей длине.

    Настройку производят подбором конденсаторов С1—С3 и изменением в небольших пределах межвиткового расстояния катушек. Конденсатор С4 удобно применить подстроечный, с воздушным диэлектриком.

    При испытании фильтра на радиостанции UK9AAN дополнительное ослабление 3-й гармоники диапазона 28 МГц, непосредственно попадающей в 4-й телевизионный канал, составило около 40 дБ. Необходимость применения фильтра была обусловлена тем, что, как показала проверка, антенны типа "волновой канал" с Т-согласованием на частотах, в три раза превышающих рабочую, имеют КСВ, близкий к 1:1, и диаграмму направленности, напоминающую диаграмму полуволнового диполя, максимумы которой приблизительно перпендикулярны траверсе.